MOSFET的电路符号示于图4-16中，此为N通道的MOSFET，在图4-16中另一个为NPN双极式电晶体，可互相参考比较其符号之不同，当然亦有P通道的MOSFET，其电路符号中的箭头方向刚好与N通道相反，在图4-16的这二个电路符号，双极式电晶体的集极，基极，与射极端，就相对于MOSFET的漏极，栅极与源极端。
虽然此二者组件都称为电晶体，可是我们必须明了，双极式组件与MOSFET，在结构上与操作原理上还是有明显的不同。最大之不同点就是MOSFET为多数载流子半导体组件，而双极式则为少数载流子半导体组件。
4.9.3MOSFET门极驱动的考虑(Gate Drive Considerations of the MOSFET)
当我们使用到双极式功率电晶体时，此组件基本上是属于电流驱动的，也就是为了能在集极端有电流产生，必须在基极端注入电流，此产生的集极电流正比例于双极式电晶体的增益。
反之，MOSFET则为电压控制的(voltage-controlled)组件，也就是为了能在漏极端有电流产生，必须在闸极与源极之间，提供额定的电压值，由于MOSFET的闸极端与源极端之间会被氧化硅层(silicon oxide layer)作电气上的隔离，因此，仅有微量的漏电流会由所供应的电压源进入闸极。所以我们可以说，MOSFET具有极高的增益与极高的阻抗。
为了将MOSFET导通，闸极至源极电压脉波必须传导足够的电流，在期望的时间内，将输入电容器充电，MOSFET的输入电容值Ciss乃为金属氧化闸极结构所形成的电容值总和，此为闸极至漏极的电容值CGD与闸极至源极的电容值CGS。因此，驱动电压源阻抗Rg，其值必须非常低，为了达到电晶体高速之作用。
我们有一种方法可以大约计算驱动产生器的阻抗值与所需的驱动电流值，如下公式：
（4-19）
且 （4-20）
在此 Rg：产生器阻抗，Ω
Ciss：MOSFET输入电容值，pF
dv/dt：产生器的电压变化率，V/ns
若要将MOSFET关闭（OFF）时，我们不需像双极式电晶体一样，使用精确的逆向电流产生电路，这是由于MOSFET为多数载子（majority carrier）的半导体，因此只要将闸极至源极电压移去，即可将MOSFET达至OFF状态。在移去闸极电压时电晶体会关闭，此时漏极与源极之间会呈现非常高的阻抗，因而除了漏电流（几微安培），可抑制其它的电流产生。在图4-17中说明了漏极电流对漏极至源极电压之间的关系，由图中可得知，仅当漏极至源极电压超过其累增电压时，漏极电流才会开始产生，而此时，闸极至源极电压保持在零伏特之值。
4.9.4MOSFET静态操作点的特性（Static Operating Characteristics of the MOSFET）
图4-18所示为功率型MOSFET漏极至源极的操作特性曲线，读者可将此MOSFET特性曲线与图4-1的双极式电晶体特性曲线作个比较，乍看之下，它们虽然有些相同，不过它们之间还是有些不同的。
MOSFET的输出特性曲线有二个显著的操作区域，称为“恒定电阻区”与“恒定电流区”，当漏极至源极电压增加时，漏极电流亦会成比例地增加，直到漏极至源极电压达到夹止(pinch OFF)电压时，漏极电流才会保持恒定之值。
当功率型MOSFET被当作开关作用时，漏极端与源极端之间的电压降会正比于漏极电流；这也就是功率型MOSFET工作于恒定电阻区(constant resistance region)，且其动作状态基本上就像是一个电阻性元件，因此，功率型MOSFET在处于ON状态时的电阻值RDS on，此值乃为重要的参数值，乃因在所给的漏极电流情况下，可决定其功率之损失大小，就如同双极式功率电晶体VCE sat参数值的重要性。由图4-18可得知，当闸极至源极的电压提供时，漏极电流并不会少许地递增，事实上，漏极电流开始产生是在临限闸极电压（threshold gate voltage）供给以后，一般此临限闸极电压值是介于2V与4V之间。超过此临限电压后，漏极电流与闸极电压之间的关系几乎是相等的，如此，互导（transconductance）gfs就可定义为漏极电流对闸极电压的变化率，在较高的漏极电流值下亦保持不变。在图4-19为ID对VGS的转移特性曲线，在图4-20则为互导gfs与漏极电流ID之间的关系曲线。
显而易见的，若提高互导值将会使得电晶体增益成比例地升高，也就是会产生更大的漏极电流，但是不幸的是，此种情况将会使MOSFET的输入电容值增大，因此，闸极驱动器必须仔细小心地设计，此乃将传导电流至输入电容予以充电，为了增加MOSFET的转换速度(switching speed)。
4.9.5MOSFET的安全操作区（SOA）(MOSFET Safe Operating Area（SOA）)
在先前所讨论过的双极式功率电晶体中，我们曾提过为了避免二次崩溃现象的发生，元件的功率消耗必须保持在顺向安全操作区的操作极限内，如此，在高的集极电压下，双极式电晶体的功率消耗会被其二次崩溃限制到非常小的满额定功率的百分比下，甚至在非常短的转换周期内SOA能力还是会被限制的，且结合箝制电路的使用可减少电晶体的转换应力（switching stress），亦可避免二次崩溃。
相对的，MOSFET却提供了一个非常稳定的安全操作区（SOA），这是因为MOSFET在顺向偏压时，不需苦于二次崩溃所产生的效应，因此，此直流与脉波的安全操作区（SOA）会优于双极式电晶体的SOA，事实上以功率型MOSFET来说，在不需箝制电路情况，在额定的电压下就能转换作用至额定的电流，当然在实际电路设计期间，需能做适切的取舍，方为明智之举，在图4-21中，我们可以比较出MOSFET与双极式电晶体的SOA的容许能力。
在逆向偏压期间的二次崩溃也是不存在于功率型MOSFET中，所以在双极式电晶体OFF期间所使用的简单逆向偏压方法，是不适用于MOSFETs的，在此要将MOSFET处于OFF状态时，仅需将闸极电压转换0V即可。
4.9.6驱动功率型MOSFET的设计考虑(Design Considerations for Driving the Power MOSFET)
此时，我们可以清楚地明瞭到设计者在做转换器的设计时，若使用功率型的MOSFET会比使用双极式功率电晶体，在效果或性能上来得更好，尤其是当MOSFET操作在很高的频率下（一般都在100kHz以上），其最好的功能特性就会显现出来，在做设计时应多加留心，尽量减少问题的产生，特别是有关振荡（oscillation）情况的发生，在图4-22所示的电路为典型的MOSFET驱动阻性负载电路，此电路工作于共源极模式（common-source mode）。
在此基本上有二个非常简单的设计准则，可用来防止MOSFET应用于高频中而产生振荡的现象。首先，要减少进入MOSFET端点的引线长度，尤其是闸极端点的引线，如果实在无法使用短的引线的话，设计者可使用陶铁磁珠粒（ferrite bead），或是小电阻器R1，与MOSFET串联来使用，如图4-22所示，因此只要使用以上其中一种方法，将其置于MOSFET闸极附近，即可达到抑制寄生振荡(parasitic oscillation)的现象。
其次，因为MOSFET有极高的输入阻抗，所以驱动源的阻抗值必须低，以避免正回授的产生，而导致振荡现象的发生，在此我们也必须注意的是，MOSFET的直流输入阻抗是非常高的，而其动态或交流输入阻抗值却是随着频率而来改变的，因此，MOSFET的上升时间与下降时间，则依驱动产生器的阻抗而定。
其上升时间或下降时间可由以下的公式大约计算求出：
（4-21）
在此 tr：MOSFET的上升时间，ns
tf：MOSFET的下降时间，ns
Rg：驱动产生器的阻抗，Ω
Ciss：MOSFET输入电容值，pF
有一点非常重要的是，公式4-21必须在RL>>Rg情况下才是有效的，基于此事实我们所使用的MOSFET几乎没有储存时间，或是延迟时间，因此，允许上升时间与下降时间由设计者来设定，图4-22电路中的R2电阻值的作用是帮助MOSFET达到OFF状态。
例题4-2
在图4-22电路中，MOSFET的输入电容值Ciss＝pF，电阻器R1＝150Ω，RL＝2000Ω，试求出驱动波形的上升时间为多少？
解：利用公式4-21，我们可得
另外一个必须记得的重要事实是，如果闸极至源极电压超过制造厂商的规定标准时，则闸极至源极区域之间的氧化硅层，会很容易地被打穿，而使得MOSFET遭受破坏，实际上闸极电压的最大值可从20V至30V，即使如果闸极电压低于最大可容许值时，我们必须要有明智之举，去彻底调查确定是否有因离散电感（stray inductances），而引起快速上升的波尖，这会使得MOSFET的氧化层遭受破坏。
4.9.7用于驱动MOSFET的电路(Circuits Used in Driving the MOSFET)
由TTL来驱动MOSFET——虽然某些电晶体——电晶体逻辑（TTL）族的输出可直接用来驱动MOSFET，但是还是少用为妙，这是由于到达饱和之前，电晶体会停留在线性区域很长一段时间，因此，如果以此闸来驱动，则MOSFET的性能就可能无法达到最佳点了。
因此，为了改善此转换性能，我们必须加上缓冲电路，使得电流能快速地流入或流出至闸极电容器中，此简单的缓冲器电路乃由互补随耦器构成，如图4-23所示。Q1与Q2必须选择具有高增益，高电流的电晶体，使能在ON与OFF期间，经由米勒效应（miller effect）传导所需之电流。
我们由以下公式可计算出流入每一缓冲电晶体的电流值，此时Q1电晶体ON，Q2电晶体OFF，此充电电流Icharge为
（4-22）
且 （4-23）
在此 CGS：闸极至源极电容值，pF
Ciss：输入电容值，pF
Crss：逆向转移电容值，pF
VGS：闸极至源极电压，V
tr：输入脉波上升时间，ns
如果我们假设在同时闸极至源极的电容器充电，且tr＝tf，则放电电流可由下面公式求得：
（4-24）
在此，VDS是漏极至源极电压（以伏特计）。
为了计算每个缓冲电晶体中的功率消耗，可由下列公式求得：
（4-25）
在此 VCE：缓冲电晶体的饱和电压，V
IC：缓冲电晶体的集极电流，A
f：电晶体的转换频率，kHz
另外驱动MOSFET的方法，可使用特别的积体缓冲器来取代分离式的电晶体，如图4-24所示，电路中的DS0026就是高电流驱动器。
由CMOS来驱动MOSFET——由于MOSFET具有较高的输入阻抗，可由CMOS闸来直接驱动，如图4-25（a）所示，由此种结构产生的上升时间与下降时间约为60ns，为了增加更快速的转换时间，我们亦可使用射极随耦器的缓冲器，如图4-23所示，或是我们使用多个CMOS闸并联在一起，如图4-25（b）所示，此增加了电流可用率至MOSFET的输入电容。
由线性电路来驱动MOSFET——我们亦可使用运算放大器（op-amp）的输出来直接驱动MOSFET，因为op-amp能提高较高的输出电流，然而功率型的op-amp会受限于其缓慢转动率(slow slew rate)，此限制了其操作频带宽度至25kHz以下。
为了改进运算放大器（op-amp）的频带宽度与转功率，使其能够有效地去驱动MOSFET，因此，我们可使用射极随耦器的缓冲器，其典型的运算放大器驱动电路，如图4-26所示。
其它驱动上的考虑——在先前所讨论的驱动电路里，MOSFET都是用在共源（common-source）结构中，然而，有时我们亦可使用共漏极(common-drain)结构，例如，在桥式电路中即可使用。在此使用共漏极的情况下，必须要有图腾极（totem-pole）电路，而且在驱动上也较为困难些，此困难乃起因于负载上的电压增加，而共漏极的MOSFET加强电压(enhancement voltage)就会降低。
图4-27我们可以很容易地了解此电路，在此结构中，当MOSFET（ON）状态时，则负载ZL上的电压会升到V2电压值，这就是Q3的加强电压值降低了，而且除非V1>V2，否则ZL上的电压不会达至V2值。因此，我们必须在Q3的闸极上产生一电压来大于负载上的电压，而且此供给电压无法获致时，我们可使用图4-28的靴带式电路（bootstrap circuit）。
在此电路中，当Q1与Q3处于ON状态时，电容器C经由二极体D充电至（V-VD）电压值，当Q4与Q3处于OFF状态时，Q2的闸极电压会被牵引至上述的电压值，并将Q2导通，使负载ZL上的电压为（V-VGS）。当然，由于Q2的输入阻抗非常高，电容器C上能够保持住足够的充电电荷，而将Q2完全导通，电容器C的值必须选得足够大，使能维持住此充电电荷，一般最好的选择方法是C≥10Ciss。
