变压器上的第三个绕组与二极体D1互相串联在一起，可达到变压器消磁(demagnetization)作用，如此可避免当电晶体Q1于OFF时，变压器的磁能会转回至输入直流汇流排上。在图3-7的波形中有黑色部份的区域，乃为磁化—消磁电流(magnetizing-demagnetizing current)
(3-11)
在此Tδmax为Q1电晶体ON时的周期，L为输出电感值(微亨利μH)。
3.2.1顺向式转换器交换电晶体(The Forward Converter Switching Transistor)
在图3-7中，由于变压器的第三个绕组与二极体D1的作用，因此Q1电晶体OFF时，其集极电压被限制为
(3-12)
我们由波形中亦可得知集极的峰值电压2 Vin，恰为D1二极体在导通之时刻，其导通周期为Tδmax。我们再来看看图中的波形，当电晶体在ON时，集极电流值的大小，就相当于返驰式转换器的集极电流值，再加上净磁化电流值，因此，集极的峰值电流，可写成下式
(3-13)
在此 n：初级对次级的圈数比
IL：输出电感器的电流，A
Tδmax：电晶体ON时的周期
L：输出电感器，μH
吾入得知
(3-14)
可是 (3-15)
因此公式3-13可改写为 (3-16)
假设磁化电流部份( nT Vout)/L与集极峰值电流比较下其值非常小，可予以忽略，此时IC电流值的大小就与3-1-1节所导出来的IC值相同
(3-17)
3.2.2顺向式转换器变压器(The Forward Converter Transformer)
在设计顺向式转换器的变压器时，需多加留意选择适合的铁心大小与铁心的空气间隙，以防铁心被饱和了。在第五章里我们会有变压器的公式，来设计出适合的顺向式变压器。变压器的铁心大小为
(3-18)
在此 (3-19)
另外需注意的是电晶体开关δmax的工作周期需保持低于百分之五十以下，如此当经由第三绕组变压器电压会被定位，而输入电压之间会有伏特—秒(volt-seconds)积分作用产生，当Q1电晶体ON时，定位于某一准位，当Q1电晶体OFF时，其值为零。如果工作周期大于百分之五十，也就是δ>0.5将会破坏伏特—秒(volt-seconds)积分作用的平衡，使得变压器趋于饱和状态，也会产生极高的集极电流波尖，而破坏了转换电晶体。
虽然变压器的第三绕组与二极体的定位动作，能够限制电晶体的集极峰值电压至二倍的输入直流电压，但是有一点需留意的是，在绕制变压器时，需将第三绕组与初级绕组紧密来绕制(使用双线绕法)，如此方可减少由漏电感产生的致命电压波尖。
3.2.3基本顺向式转换器的变化型式(Variations of the Basic Forward Converter)
如同在返驰式转换器的情况，由于输入电压过高，电晶体承受较大的耐压值，因此改用二个电晶体的变化型式，同理顺向式转换器亦可应用此种变化的型式，如图3-8电路所示，此二个电晶体开关会同时ON或OFF，但是电晶体上所承受的电压不会超过Vin以上。
顺向式转换器亦可应用于多重输出的电路中，不过在每一输出部份都需要有额外的二极体与扼流圈。在此需注意的是飞轮二极体至少要与主要的整流二极体有一样的电流额定值，这是因为当电晶体OFF时，会有满电流输出，在图3-9的电路，就是多重输出顺向转换器(multiple-output forward converter)。
3.3推挽式转换器(THE PUSH-PULL CONVERTER)
推挽式转换器(push-pull converter)乃是由二个反相位工作的顺向式转换器组合而成，在每一半周时，推挽式转换器会将功率传导至负载上，所以此种转换器更正确地来说应该称呼为推推转换器(push-push converter)，但是延用流行至今，我们还是习惯称呼为推挽式转换器。
在图3-10中，就是基本传统的推挽式电路结构与它的电路波形图。由于它有二个转换电晶体与输出二极体，由波形中观察得知，在每一组中的平均电流都被减少至百分之五十，此大过于等效的顺向转换器。在电晶体导通期间，二极体D1与D2同时导通，会将隔离变压器的次级短路，并将功率传导至输出，其动作状态就如飞轮二极体。
此转换器的输出电压可导出如下
(3-20)
在公式3-20中的δmax值必须低于0.5，为了避免转换电晶体同时导通，而破坏了电晶体。假设δmax＝0.4，则公式3-20可写成
(3-21)
在此n为初级对次级的圈数比。
3.3.1推挽式转换器变压器(The Push-Pull Converter Transformer)
在前面我们所讨论的返驰式与顺向式转换器中，其变压器仅利用到B-H特性曲线一半
部份，因此铁心就较为笨大而且有空气间隙，假定在推挽式转换器的二个电晶体，其导通时间相同，则变压器就会使用到B-H曲线的各半部，如此铁心的大小仅需返驰式或顺向式的一半即可，而且空气间隙也不需要了。
变压器的体积大小可由下面公式求得
(3-22)
在此I.mag＝nVoutT/4L为磁化电流。
在第3章中，将继续对以推挽式为基底的转换器有更深入的设计分析。
3.3.2推挽式转换器电晶体(The Push-Pull Converter Transistors)
由于推挽式转换器的每一半部份就是属于顺向式转换器，因此在OFF时，每一电晶体的集极电压被限制为
(3-23)
每一电晶体的集极峰值电流为
(3-24)
假设Imag<<IL/n，可得出
(3-25)
我们可如3-2-1节所示，导出电晶体集极工作电流，以输出功率、效率与工作周期来表示之，如下：
(3-26)
假设转换器的效率η＝0.8，工作周期δmax＝0.8，则电晶体集极工作电流为
(3-27)
3.3.3推挽式电路的限制(Limitations of the Push-Pull Circuit)
虽然推挽式转换器提供了一些优点，如非隔离的基极驱动与较简单的驱动电路，但是它也有一些缺点，使得非线上的转换器在使用上变得较为不实际。
第一个就是有关电晶体电压额定值的限制，也就是电晶体需能承受转换器二倍的输入电压，再加上由变压器的漏电感所产生的漏波尖值(leakage spike)，如图3-11所示。因此，若使用在输入交流电压为230Vac情况下，则非线上推挽式转换器的转换电晶体，其集极的耐压额定值，就必须大于800V了，这对高功率转换器来说，的确是一个令人伤脑筋的问题，因为要具有高电流，高电压的电晶体并不普通而且价格上也非常贵。
对推挽式电路来说，图3-11也显示出第二个较为严重的问题，也就是变压器的铁心饱和(saturation)的问题，在今日所使用的转换式电源供给器，大都使用陶铁磁铁心(ferrite core)材料来做变压器，乃因在20kHz以上高频率具有低功率的损失，然而不幸的是，陶铁磁铁心具有高磁化系数(high susceptibility)，会使得铁心容易产生饱和，这也是因为其低的磁通密度值(flux density)，一般约为3000高斯(gauss G)。因此，只要小的直流偏压值，就会使得铁心趋于饱和状态。如此显而易见，在此情况下推挽式电路将会有什么情况发生了。当其中一个电晶体开关ON时，其磁通会在B-H曲线的一个方向上移动着，当第一个电晶体OFF，第二个电晶体ON时，则磁通会在B-H曲线的另一个相反方向移动。为了使这二个区域的磁通密度能够相等，在所有工作情况与温度下，转换电晶体的饱和与转换特性必须是一样的。如果电晶体特性是不一样的，就会在B-H曲线的一个方向上发生“磁通摆动”，使得铁心趋于饱和区域。铁心的饱和会使得其中一个电晶体的集极有高的电流波尖产生，如图3-11所示。
这些过大的电流波尖在电晶体中会造成很大的功率损失，使得电晶体会有发烫现象产生，电晶体特性会变得更不平衡，铁心更容易趋于饱和状态，且产生更高的饱和电流，此种恶劣情况将连续下去，直到电晶体达到热跑脱(thermal runaway)现象，最后导致电晶体的破坏。
对于此种问题有二种可能解决方法，首先我们可以增加铁心的间隙，如此会造成漏电感值的增加，而且需加装会消耗功率的箝制器，因此所花费的代价就是降低了转换式电源供给器的效率。另外我们可使用对称的修正电路，经由驱动产生器来保持修正ON-OFF比值相等，来确使功率变压器达到平衡操作，使用此种方法就是需有额外电路，因此会增加转换器的成本与复杂性。
为了减少推挽式电路的缺点，可使用半桥式(half-bridge)或全桥式(full-bridge)功率转换器，对转换式电源供给器设计者来说，使用半桥式转换器来做设计，是较为流行的，在3-4-1节中有更深入的分析与讨论。
3.4推挽式转换器的变化型式(CIRCUIT VARIATIONS OF THE PUSH-PULL CONVERTER)
3.4.1半桥式转换器(The Half-Bridge Converter)
如前章节所提，使用半桥式电路有二个主要理由，第一点就是它能在输入交流电压115V或230Vac的工作情况下，不需使用到高压电晶体。第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)区间，而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路，图3-12所示为基本的变输入电压半桥式转换器。
在半桥式转换器结构中，功率变压器有一端点连接到由串联电容器C1与C2所产生的浮点电压值端点，其浮点电压值为Vin/2，所以在标准的输入电压下，其值为160Vdc。变压器的另一端点则经由串联电容器C2连接到Q1的射极与Q2的集极接头处，当Q1电晶体ON时，此处变压器端点会产生正的160V电压脉波，当Q1电晶体OFF，Q2电晶体ON时，变压器的初级圈会极性反转，因此，会产生负的160V电压脉波，在这Q1与Q2电晶体ON-OFF动作中，其产生的峰对峰方波电压值为320V，经由变压器转换降低为次级电压，再经过整流，滤波而得到直流输出电压。
由上面半桥式转换器原理得知，此转换器己达到第一个目标了，也就是转换电晶体所承受的电压值，不需再大于Vin以上，因此我们就可选择使用耐压额定值较低的转换电晶体，一般选择400V耐压的电晶体即可。
不过当使用半桥式电路时，有一个小小的代价需付出，这是因为变压器电压被减少至Vin/2，因此，电晶体的工作电流将会加倍，如果假设转换器的效率为80%，工作周期δmax=0.8，则电晶体工作电流为
(3-28)
第二个目标就是要达到自动平衡每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)积分，在图3-12中，我们就可看到在变压器初级圈串联了一个电容器的作用了。假设在图3-12中的二个转换功率电晶体，其转换特性没有相互匹配的话，就如当电晶体Q2能快速OFF时，而电晶体Q1却是缓慢地达到OFF状态。
在图3-13(a)所示为Q1与Q2接头处的交流电压波形，这是Q1电晶体缓慢OFF时所产生的效果，而有交流电压波形旁边部份，有一额外斜线区域，此乃伏特—秒(volt-seconds)的不平衡。如果此不平衡的波形被驱动于功率变压器中，将会有磁通摆动的现象发生，而造成铁心的饱和与电晶体集极电流波尖的产生，因此，会降低整个转换器的效率，甚至造成电晶体热跑脱而破坏了电晶体。
所以，我们可以在变压器的初级绕组中，串联加入耦合电容器，经由此电容器，直流偏压会成比例的将伏特—秒(volt-seconds)积分不平衡部份予以去掉。此时交流波形的直流准位会向上移动，在图3-13(b)，就是二个转换周期的平衡伏特—秒(volt-seconds)积分波形。
为了降低电晶体OFF的时间，可在基极电路上加装使用制止二极体，使用此法在效果上会使得电晶体并不完全达到饱和状态，如此也会减少其储存时间(storage time)，在第四章中，将会有对制止二极体更详细的讨论与应用。
3.4.2串联式耦合电容器(The Series Coupling Capacitor)
在上一节中己对功率变压器的耦合电容器有所描述，一般来说使用薄膜非极性电容器，即可处理全部的初级电流，为了降低热效应的产生，电容器需使用有较低的ESR值，或是将一些电容器并联在一起使用，也可降低其ESR值，并得到所希望的电容值大小。以下我们将对如何来正确选择耦合电容器，其值的大小做个分析。
