我们由图3-12得知，线路中的耦合电容器与输出滤波电感器形成了一个串联共振电路(series resonant circuit)，由电路原理得知，其共振频率为
(3-29)
以此 fR：共振频率，kHz
C：耦合电容值，μF
LR：反射滤波电感值，μH
变压器初级圈的反射滤波电感值为
(3-30)
在此NP/NS为变压器初级至次级圈数比，L为输出电感值(μH)
将公式3-30代入3-29，我们可求得耦合电容值C为
(3-31)
为了使耦合电容器能够线性地充电，因此共振频率的选择必须低于转换器的转换频率。一般在实际电路设计上，我们都选定共振频率大小的约为转换频率的四分之一，表示如下：
(3-32)
在此fS为转换器的转换频率(kHz)。
例题3-1
求工作于频率20kHz转换器的耦合电容值，其输出电感值为20μH，变压器圈数比为10。
解：由于转换频率为20kHz，由公式3-32可求得其共振频率为fR＝5kHz，由公式3-30可求出反射电感值为LR＝102(20×10-6)＝2000×10-6＝2mH，因此耦合电容值为
有关耦合电容器的另外一项重要值是其充电电压。由于电容器在每一半周会有充电与放电的情况，且会移动直流电压的准位，如图3-12所示。此移动的直流电压值会加或减至变压器初级圈Vin/2上，当然最精密的设计准据是发生在当充电电容器的电压将变压器初级圈Vin/2的电压予以降压(bucks)，因为如果此电压过高，在低电压线上，会干扰到转换器上的稳压率。
在此有二个步骤可用来检查此电压值，且依次来修正所计算的电容值，电容器充电电压为
(3-33)
在此 I：初级平均电流，A
C：耦合电容值，μF
dt：电容器充电时间，μs
电容器充电时间为
(3-34)
且 (3-35)
在此 T：转换周期，μs
δmax：工作周期
fS：转换频率，kHz
若对20 kHz转换器来说，其工作周期为0.8，则充电时间为20μs。
充电电压其合理值的范围是介于Vin/2的10%至20%之间，假设Vin/2=160V，则16≤VC≤32V的情况下，转换器才会有好的稳压率。如果充电电压超过了极限值，就必须重新计算较正确的电容值，此值为
(3-36)
在此 I：初级平均电流，A
dt：充电时间，μs
dVC：16V至32V之间的任意值
在16V至32V之间可任意选定dVC之值，我们可求出电容值大小，并选用标准值的电容器，至于新的串联耦合电容器之电压额定值，可由公式3-36所求出的耦合电容值，再代回至公式3-33，就可求出电压额定值，由此理论所计算出来的电压额定值都非常低，而在实际设计上我们都使用电压额定值200V的薄膜电容器(film capacitors)。
例题3-2
假设我们使用例题3-1所计算出来的电容器值，用于200W，20 kHz的半桥式转换器中，试证明所计算出来0.5μF的电容值是否可接受，若否，则重新计算正确的耦合电容值。
解：从公式3-28，我们可求出电晶体的工作电流为
假设转换器输入电压误差为±20%，则电晶体最大工作电流会发生在低电压线上，因此，我们重新修正，此最差情况的集极电流为
利用公式3-33，可求出耦合电容器的充电电压为
此求出的90V充电电压过高了，在低电压线上将会干扰到转换器稳压率。因此必须重新计算耦合电容器之值，充电电压值我们选为30V，利用公式3-36可得
因此我们可使用标准的电容器1.5μF，再利用公式3-33，得出其最小的电压额定值30V，为了安全理由，一般都选用200V电压额定值的电容器。
3.4.3转换二极体(The Commutating Diodes)
在图3-12中所示的基本半桥式转换器里，二极体D5与D6与电晶体Q1与Q2的集极，射极并联使用。此种二极体我们称之为转换二极体(commutating diodes)，具有以下二点功用。
1、 当电晶体变为OFF时，转换二极体将会使得变压器漏电感值的能量折回至主要的直流汇流排上。如此高能量漏电感的脉冲波尖，就不会像图3-11的推挽式电路，出现在VCE的波形上。
2、 在没有负载的突然情况下，由于变压器的磁通量会增加，此时转换二极体可以防止在ON时电晶体的集极至射极间电压摇摆至负电位，也就是说转换二极体可以将电晶体予以傍路，直到集极再度达到正电位，如此可避免电晶体组件的逆向导通与其可能的破坏。
转换二极体必须是高速回复类型(fast-recovery types)的二极体，同时要具有阻隔电压能力，其值至少二倍的电晶体OFF时，集极至射极电压。在实际应用电路中，我们大都选用具有450V逆向阻隔电压的二极体。
3.5全桥式电路(THE FULL-BRIDGE CIRCUIT)
在前面我们讨论过的半桥式电路，虽然己经能够成功地减少转换电晶体在OFF时，所产生的电压波尖至输入直流电压值的一半，不过所付出的代价是电晶体在ON时集极电流会加倍，就如推挽式的电路一般。此种限制对低功率或中功率的转换器来说，倒无大碍，但是对高功率转换器而言，就稍有困难了，因为能具有高电压，高电流的电晶体实在不多。
为了保留半桥式电路的电压特性与推挽式电路的电流特性，我们发展出另一种型式的电路，称之为全桥式转换器(full-bridge converter)电路，如图3-14所示。在此电路中，Q1与Q4电晶体，或是Q3与Q2电晶体会同时地导通。
由于这些电晶体的动作状态，使得变压器初级圈上的电压在＋Vin与－Vin之间摆动着，因此，这时电晶体在OFF状态时，集极电压绝不会超过Vin值，同时流经电晶体的电流也仅为等效半桥式电路的一半。
全桥式电路的缺点就是必须使用到四个电晶体，且由于Q1与Q4或Q3与Q2电晶体会同时ON，因此每一电晶体必须用到隔离的基极驱动器。
假设转换器的效率为80%，工作周期为0.8，则电晶体的工作电流为
(3-37)
此种转换器的其它特性就与半桥式转换器相同，所有导出计算组件的公式也适合应用于此。
3.6新型式无涟波输出的转换器(A NEW ZERO OUTPUT RIPPLE CONVERTER)
以上所讨论的各种电路，其输出电流都会有涟波(ripple)产生，近年来有一种新型式的转换器被发展研究出来，我们称之为＇Cuk转换器。这是由Dr.S. ＇Cuk所发展出来的，因此，以他的名字来称呼。此种转换器只要能将变压器设计完善，就可达到无涟波的输出。
在图3-15，就是基本的非隔离＇Cuk转换器。电路的操作原理说明如下：当Q1电晶体OFF时，二极体D1会导通，输入电流I1会将电容器C1充电，当Q1电晶体ON时，二极体D1不导通，此时电容器C1的正端点就接到地电位了。因此，电流I2流经电感器L2，会在负载上得到负的输出电压。
由于此种转换器结合了buck-boost特性，且能量的转移为电容性的，其输入电流与输出电流几近于纯直流的特性，转换涟波几乎可忽略了。但是，所谓的“忽略转换涟波”，并不是“没有涟波”之意，要达成此没有涟波的境界，此乃原理上的最终目标，幸运的是经由下面的观察无涟波输出的理论，似乎可以达到。为了使经由每一电感器的平均直流电压为零，且此二个波形必须是相等且一样的，因此，为了达到此目的，二个电感器必须共享相同的铁心，且需具有相同的圈数，如图3-16所示。
由于这二个耦合电感器构成了一个变压器，因此每一绕组的有效电感值，经由交互的感应能量转移，其值会被改变。如果我们将其圈数比定为1∶1，此二个电感值将会加倍速，因此能够减少输入与输出的涟波值，为无耦合转换器的一半。此乃重要的结果，因为如果我们适当地改变圈数比的话，也就是初级对次级圈数比能够与变压器感应耦合系数匹配，则输出电流的涟波就可能完全被消除，电路如图3-16所示。
