4.5电晶体反饱和电路(TRANSISTOR ANTISATURATION CIRCUITS)
在图4-2的波形中，电晶体最长的转换时间就是其储存时间(storage time)tstg，因此如果能够降低储存时间，则整个电晶体的转换速度就会有所改进。因此，我们只要结合使用大型的逆向基极驱动反饱和的方法，就可减少储存时间至零的境界。
至于逆向基极电流的产生用来作基极驱动的方法，我们将在4-6节再做讨论，在此我们将讨论使用二种方法使得转换电晶体不会饱和，其目的就是要减少储存时间至零值，来改进电晶体的转换速度。
在图4-4(a)的电路中我们使用反饱和二极体，一般也称之为Baker式制止二极体，将此二极体与转换电晶体连接使用，可减少储存时间，由电路可得知，当电晶体ON时，二极体D2与D3顺向偏压，会有电压降产生，因此输入端电位会较基极端电位高，假设二极体D2与D3的顺向偏压为0.8V，则输入端会较基极端高出1.6V的电压降，由于电晶体集极端与D1二极体连接，因此输入端会较集极端高出0.8V的电压，所以，电晶体的集极端电压会大于基极端的电压，且为正值，其值为1.6－0.8＝0.8V，如此，电晶体就不在饱和状态了。由于电晶体都是在20kHz以上的高频率下工作，因此，反饱和二极体必须使用高速回复二极体的型式。二极体D2与D3其逆向阻隔电压额定值可以较低，但是二极体D1则必须具有至少2VCE的额定值，对转换式电源供给器来说，一般都使用800VPIV的二极体。
二极体D4是属于“包周(wrap-around)”的型式，它用来当电晶体OFF时，牵引逆向基极电流，将基极－射极端的电容放电，如此可减少储存时间。
在图4-4(b)所示，为达林顿连接的电路，其工作原理基本上是与前面所描述的相似，电晶体Q1的作用就是用来防止Q2电晶体完全地达到饱和状态，在此有一点非常重要的是电晶体Q1必须较Q2事先到达OFF状态，二极体D1提供了一个低阻抗的路径，作为Q2电晶体在OFF时，其逆向基极电流回路之用，R1与R2为低欧姆值的电阻，提供给电晶体Q1与Q2的漏电流路径。
图中的达林顿电路可以使用个别的分离组件来组合，亦可使用己装置在一起的单石(monolithic)达林顿电路。
4.6双极式电晶体基极驱动电路的方法(BASE DRIVE CIRCUIT TECHNIQUES FOR BIPOLAR TRANSISTORS)
4.6.1恒定驱动电流电路(Constant Drive Current Circuits)
在前节中我们己讨论过双极式电晶体，当做开关时在ON或OFF状态的限制，显而易见的，为了减少饱和的损失，必须有适当大小的顺向基极驱动电流IB1，为了减少储存时间与电晶体的转换损失(switching losses)，也必须有足够的逆向基极驱动电流IB2。
在此我们需注意的是，当IB2电流增加时，电晶体的储存时间与下降时间都会减少，射极至基极的逆向偏压VEB也会增加，而其逆向偏压的二次崩溃能量ESB，也会被降低，因此，在设计逆向驱动电路时，若不小心的话，转换电晶体很可能因为二次崩溃而被损坏了。在4-7-2节中，我们将讨论ESB的重要性，与双极式电晶体二次崩溃的现象。总而言之，在实际设计上，逆向基极驱动电路必须有低来源阻抗(source impedance)，也就是此电路必须能提供高的IB2电流与低的VEB电压。
一般在制造商的资料手册中，都会提供逆向射极至基极偏压的极限值，在实际电路设计上，所用的VEB值是从－2V到－5V之间，愈高的逆向基极电压会减少储存时间的延迟，这是因为会允许更少数的载子，经由复合而被中性化(neutralized)，因此移去所储存电荷的时间就更短了。
目前较常用的基极驱动电路是使用浮动式转换电晶体，如图4-5所示的电路波形。线路操作原理说明如下：当在变压器的次级端出现正脉波VS时，顺向基极驱动电流IB1会流入电晶体是Q1的基极，并将电晶体予以导通，电阻R1限制此电流至预先设定之值。此基极电流值乃由增益比(gain ratio)所定，在实际电路中增益比之值介于8到10之间，集极电流之值我们由输出功率的大小与转换器的型式，即可计算出来，因此基极电流，我们就可以由公式4-1预先决定了。
此正的驱动脉波会迅速地将电容器C充电，因此在电容器上的充电电压为
(4-2)
在此 VS：变压器次级端电压振幅
VBE：Q1电晶体饱和基极－射极电压
VD：二极体D的顺向偏压
如果我们假设VBE＝VD＝0.8V，则公式4-2变为
(4-3)
当变压器的初级圈趋于零电位时，此时变压器次级圈亦同样趋于零电位，而己充满电荷的电容器C，会将Q2电晶体的基极顺向偏压，此时电晶体会被导通，因此，会牵引Q1电晶体的基极至负电位。
电容器此时会与Q1电晶体基极－射极接头处连接，因此会有大的逆向基极电流IB2产生，此电流值大小是由电容器与线路电阻值与电晶体Q1，Q2的特性来决定的。
另外一种应用于转换式电源供给器上，己证实非常有效用的基极驱动电路，如图4-6所示。此电路有个显着的优点是在使用最少的组件下，能提供适当的IB2电流，电路的操作原理如下：当电晶体Q1于ON状态时，基极驱动变压器的初级圈连接至供应电压VCC上，并将能量储存于变压器上，而初级圈两端会有电压脉波VP2产生，此电压脉波会耦合至次级端，由于变压器的初级端与次级端极性相同，因此次级端也会有正的电压脉波VS产生，可将Q2电晶体导通。
R1为基极限流电阻，其作用允许足够的IB1电流来驱动Q2电晶体导通，不需将电晶体过度驱动(overdriving)或过度饱和(oversaturating)，电阻R2提供Q2电晶体的基极－射极接头的漏电流路径，一般R2电阻值都非常低，其值介于50Ω至100Ω之间。
当Q1电晶体OFF时，储存在变压器的能量经由第三个绕组与二极体D1返回至VCC值，由于第三个绕组的极性与初级绕组的极性相反，因此会有反向极性的电压脉波VP2产生，此负的脉波电压会耦合至次级端，而有逆向驱动电流IB2产生。
当我们在设计基极驱动变压器时，初级至次级的圈数比，必须选择不超过Q2电晶体的VBE与VEB规格，一般初级绕组与第三绕组的圈数是相同的。
另外需注意的是初级绕组与第三绕组必须紧紧缠绕（以双绕方式），减少漏电感值，以避免产生过大的电压波尖。电晶体Q1的选择，必须电晶体在OFF时集极能承受最少二倍的VCC电压。为了简化变压器，我们将电路略作修正，并保有先前所描述的优点，此实际电路如图4-7所示。
如果正脉波电压VP出现于基极驱动变压器的初级绕组上，则在次级端也会有正的电压脉波VS产生，并将Q1电晶体导通。在正脉波期间，顺向驱动电流IB1会将电容器C充电，其极性如图4-7所示。电容器上的电压，由于二极体D1，D2与D3的顺向电压降，会被箝制于3V，我们可用电压额定值相同的齐纳二极体（zener diode）来取代这些二极体。当初级电压趋于零时，变压器次级端电压也会趋于零值，此时电容器C的正端点，即为Q1电晶体的射极电位。此时充电的电容器会连接至电晶体开关的基极—射极接头处，产生所需的逆向基极驱动电流IB2，并将电晶体OFF且减少其储存时间。
在图4-8中为简单的驱动电路，可用来驱动直接耦合的功率电晶体，由Q1与Q2电晶体组成的射极随耦器，会交替地将Q3电晶体ON或OFF，其基极电位为VCC或零电位。当电晶体Q1于ON状态时，Q2电晶体也会被导通，此时电容器C会被充电，齐纳二极体Z1会限制电容器C的充电（在实际电路中VZ＝4.3V）,而且也提供了顺向基极驱动电流IB1的路径,其电流值被电阻R1所设定。电晶体Q1于OFF状态，Q2于ON状态时，充电电容器C会有效地连接至Q3电晶体的基极—射极，因此，由于电容器的极性，会有逆向电流IB2的产生，IB2电流值大小是依电晶体Q2的增益，与电容器C之值与充电大小及线路的阻抗而定。
4.6.2比例式基极驱动电路（A Propotitional Base Drive Circuit）
在前节中所描述的基极驱动电路，都会提供恒定的驱动电流至电晶体开关，不过这些电路有个缺点就是当集极电流低时，由于电晶体β值的改变，以致于电晶体的储存时间无法足够地或有效地达到较短的时间。
因此，如果我们使用比例式基极驱动的方法，就可以控制β值了，而且事实上我们能够保持所有集极电流为一恒定值。所以，使用此种型式的驱动方法，在集极电流低的情况下，我们所期望的是去缩短储存时间，其结果会优于使用恒定驱动电流的方法。
