在图4-9所示，就是比例式基极驱动电路，此电路的操作原理说明如下：当Q1电晶体ON时，T1变压器处于负饱和状态，此时Q2电晶体OFF，在Q1处于ON这段时间，在N1绕组上会有电流流过，此电流值大小会被串联电阻R所限制，因此在绕组上就会有能量储存并保持T1变压器在饱和状态，当Q1电晶体OFF时，储存在N1上的能量会转移至绕组N4上，并在Q2上有基极电流流通，此时会将Q2电晶体导通，因此会有集极电流的产生，则变压器N2绕组上会被激发而有能量储存，所以，在变压器T1上有标记圆点的各端点都会变成正电位，并牵引铁心由负饱和变成正饱和。
由于N2与N4绕组，其动作就如电流变压器，电晶体Q2会保持在ON状态，此时在所有集极电流准位下会强制β值保持常数。Q1电晶体变成ON时，Q2电晶体才会转换至OFF状态，下面的公式可用来计算变压器的圈数比，对Q2来说使用一个强制的β常数值，则有
(4-4)
在变压器操作期间，tON与tOFF的磁通密度必须相等，
(4-5)
且 (4-6)
在此Bmax为最大操作磁通密度（单位为高斯），AC为铁心面积（单位为平方公分）。
由基本的磁性公式我们可得
(4-7)
将公式4-6与公式4-7结合，我们可求得N1与N4变压器的绕组
（4-8）
（4-9）
在此VBE为Q2电晶体的基极—射极电压，f为转换器的操作频率（kHz）。将公式4-8与公式4-9相除，可得N1/ N4的圈数比为
（4-10）
4.6.3反饱和电路用于基极驱动（Antisaturation Circuits Used In Base Drives）
在4-5节中我们讨论使用二种方法，来使得功率转换器的转换电晶体不会达到饱和状态，如此可减少电晶体的储存时间，并予以忽略。这些反饱和电路可以与先前讨论的基极驱动电路互相结合，可获致更好的效果，图4-10的电路就是一个典型的应用，我们结合了Baker制止电路与基本的基极驱动电路来使用，其它的基极驱动电路，亦可与其连接使用，当然如果使用的转换电晶体为达林顿电晶体，因为本身具有反饱和特性，所以就不需使用反饱和二极体了。
4.7双极式电晶体二次崩溃的考虑（BIPOLAR TRANSISTOR SECONDARY BREAKDOWN CONSIDERATIONS）
4.7.1顺向偏压的二次崩溃（Forward-Bias Secondary Breakdown）
由我们讨论可知，功率转换器的转换电晶体，在其ON与OFF期间，需承受很大的应力（stress），为了能设计可靠的，无缺点的电路，从事设计的工程师们，必须要能清楚了解到，双极式功率电晶体在顺向偏压与逆向偏压状态下，其特性如何。
首当其冲的是，当电晶体在顺向偏压时，要防止转换电晶体ON时的二次崩溃（secondary breakdown），一般制造商都会提供电晶体的安全操作区域(safe-operating area SOA)的曲线规格，如图4-11就是一个典型的SOA曲线。此曲线乃集极电流对集极—射极电压，所获致的结果，其曲线轨迹所代表的意义就是电晶体所能操作范围的最大极限，因此，在电晶体ON期间，负载线若落于脉波的顺向偏压SOA曲线内，则电晶体就能安全地工作，不会超过热效应的极限SOA的导通（ON）时间。
顺向偏压二次崩溃的现象，乃由于过热点（hot spots）散乱地到处产生，超过了功率电晶体的工作区域而引起，也是由于在高压应力下，不相等的导通电流所引起。因为电晶体的基极—射极接头处的温度系数是负的，因此，过热点会增加局部电流（local current）产生，电流愈多也就是会产生更多的功率，换句话说，过热点的温度就会愈来愈高，由于集极—射极崩溃电压的温度系数也是负的，所以亦会有相同的结果产生。因此，如果我们不将电压应力移去，并终止电流的产生，则集极—射极接头会崩溃，而且也由于热跑脱现象，使得电晶体会受损坏。
最近国际半导体公司已发展研究出可以避免顺向崩溃的方法，此法乃是电晶体在制造时使用修正的射极稳流技术来完成，由此技术所制造出来的组件，能够操作在最大额定功率准位与集极电压下，不需担心二次崩溃的现象，在图4-12所示，为整个单石组件的结构图。
此方法就是将接面场效电晶体（junction field-effect transistor JFET）与功率电晶体串联，JFET的动作就如基极稳流电阻器，其电阻值的变化为集极—基极电压的函数，我们在JFET射极上串联了一个电阻器，因此，此方法不同于标准的射极稳流技术。在忽视集极电压下，基极稳流也保持恒定的功率消耗，当JFET夹止(pinch OFF)时，电阻器R就取而代之了。
4.7.2逆向偏压的二次崩溃（Reverse-Bias Secondary Breakdown）
我们曾在前面提过，在转换应用上的功率电晶体，其储存时间与转换损失这二个参数值非常重要，因此工程师在设计上就必须谨慎来处理。如果储存时间不能减少至最低值，变压器就会有饱和情况发生，而且转换器的稳压率的范围就被限制了。
另外转换损失也必须予以控制，否则整个系统的效率会大受影响，在图4-13中所示为高压功率电晶体在电阻性与电感性负载下，其关断时的特性曲线。查此曲线，我们可得知，电感性负载较电阻性负载，在电晶体OFF时，产生更多更高的峰值能量，在这些情况下，如果超过了逆向偏压安全操作区的范围（RBSOA），则就可能产生二次崩溃的现象。
在早期电晶体文献中，测定逆向偏压二次崩溃的方法是使用非定位电感性负载来测试电晶体，逆向偏压二次崩溃的能量ESB，可由下式求得
(4-11)
在此 (4-12)
计算求得的ESB值，求单位为焦耳，但是，由于以开路基极来关断或是以非常高的基极阻抗，来真正测试电晶体，则ESB值范围，可从毫焦耳(millijoules)变化至焦耳(joules)。若基于事实上的考虑，电晶体操作于崩溃电压VCEX附近时，则对目前电晶体规格来说，ESB的参数值乃相对地无效。
可选择的RBSOA额定系统，经由功率电晶体制造商己发展出来，其使用定位的电感性集极负载，如图4-14所示的曲线，它与顺向偏压的SOA曲线有些类似，由RBSOA曲线得知，当电压低于VCEO值，会操作在安全区域，而与逆向偏压VEB值无关，仅受限于电晶体的集极电流IC，若超过了VCEO值时，此时集极电流值必须予以减少，其值依所供给的逆向偏压而定。
显而易见的，逆向偏压VEB值的重要性，与其在RBSOA上的效果，另一重要之点乃是要避免，电晶体OFF时，基极－射极接头处的累增崩溃，在此情况下，电晶体OFF时的转换时间可以被减少。基极与射极接头处的累增崩溃，在任何情况下，我们都不考虑其关连性，因此，一般设计者为了保护转换电晶体，都使用制止二极体或是箝制电路，来避免此种情况。
4.8交换式电晶体保护电路：RC箝制电路(SWITCHING TRANSISTOR PROTECTIVE NETWORKS:RC SNUBBERS)
由前节的讨论，我们可清楚地得知，转换周期的最临界部分是发生在电晶体OFF之时，至于我们曾提过使用基极驱动的方法，是用来增加逆向基极电流IB2，来使得电晶体的储存时间可以被减小。不幸的是，在此情况下基极－射极接头可能会有累增崩溃产生而损坏了电晶体。我们可用以下二种方法来避免此种情况发生：（1）在低的集极－射极电压VCE下，将电晶体OFF，（2）在升高集极电压下减少集极电流值。
当我们所设计的电源供给器是属于转换型式时，此时使用第二种解决方法会来得较实际些，图4-15所示，就是达成此目的电路，我们在电晶体上使用了RC箝制电路，使得电晶体OFF时，集极电流能逸出转向，此电路工作原理如下：当Q1电晶体OFF时，电容器C经由二极体D1充电，其值为（VCC-VD），当Q1电晶体ON时，电容经由电阻器R的路径放电，有一点非常重要的是，箝制电路会消耗一些功率，而减少了转换电晶体的功率损耗，若没有使用箝制电路，则这些功率都会消耗在电晶体上。
以下的设计与分析过程，乃基于实际经验的结果，在实际电路设计上，这些公式能够有效成功地计算求出箝制电路之值，在图4-13（b）中，电晶体OFF时，其能量可写为
（4-13）
在此 IC：最大集极电流，A
VCE：最大集极－射极电压，V
tr：最大集极电压上升时间，μs
tf：最大集极电流下降时间，μs
解公式4-13，我们可求得电容之值C
（4-14）
如前面所说的电容器C在电晶体OFF时充电，在电晶体ON时（tON），经由电阻器R放电，则在电容器上的电压可写为
（4-15）
为了保证电容器在于电晶体OFF之前充满电荷，其值趋近VCE，我们必须选择RC值，如此exp-(tON/RC)表示式，将会趋于1，在同一理由下，我们亦须选择RC值，使得在tON时，电容器能被放电。
由基本电路理论我们可得知，若要电容器经由电阻器完全放电，则需要五倍的时间常数（5τ；τ＝RC），假设在三倍时间常数之后，电容器就能完全放电，则我们可导出最大放电之电阻值：
（4-16）
由公式4-6所计算求得的电阻R，我们必须检查在ON时，流经电晶体的电容器放电电流，并由以下公式，限制它至0.25 IC值范围：
（4-17）
如果电阻值太低而且Idis>0.25 IC的话，则我们必须重新选择R值，直到满足上面所说的条件。
最后我们要来计算最大电阻的功率额定值，其公式为：
（4-18）
在此，f为转换器的工作频率，（kHz）。
以下我们就学个例题来说明验证上面的公式。
例题4-1
假设转换电晶体使有在半桥式转换器中时，其VCE＝200V，tf＝2μs，tr＝0.5μs，转换器工作于20kHz的频率下，而且电晶体集极电流IC＝2A，试计算箝制电路的电阻值R与电容器值C。
解：由公式4-14可得
我们取C值为22nF，假设tON为整个时间周期的40%，则
利用公式4-16可得
我们取R值为300Ω。检查放电电流可得
此值会大于0.25IC，因此必须重新计算R值
取电阻R＝430Ω
最后计算电阻的功率额定值为
4.9功率型MOSFET用作开关(THE POWER MOSFET USED AS A SWITCH)
4.9.1概论(Introduction)
虽然场效应电晶体(field-effect transistor FET)应用于电路设计上己有许多年了，而近年来功率型金属氧化半导体场效应电晶体(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor MOSFET)，也己成功地制造出来，并在商业上大量的应用于功率电子的设计上。而此MOSFET的功能需求，更超越了其它的功率组件，工作频率可达20kHz以上，一般都工作于100-200kHz，而不需像双极式功率电晶体有诸般经验上的限制。
当然，如果我们设计转换器工作于100 kHz频率下，比工作于20kHz的频率会有更多的优点，最重要的优点就是能减少体积大小与重量，功率型MOSFET提供设计者一种高速度，高功率，高电压，与高增益的组件，且几乎没有储存时间，没有热跑脱与被抑制的崩溃特性，由于不同的制造厂商会使用不同的技术来制造功率型的FET，因此就会有不同的名称，如HEXFET，VMOS，TMOS等，此乃成为每一公司特有的注册商标。虽然结构上会有所改变而增强了某些功能，但是所有的MOSFETs基本的工作原理都是相同的，事实上对某些应用上来说，使用特有型式的MOSFET有时亦会较使用其它型式来得适切引人些。
4.9.2基本MOSFET的定义(Basic MOSFET Definitions)
